AutoID UHF-Front-End für ein RFID-Lesegerät entwickeln

| Autor / Redakteur: Van Yang, Eagle Zhang und Aaron He * / Michael Eckstein

Mit hochintegrierten Bausteinen lässt sich das Design eines Ultra- Hochfrequenz-Front-Ends für ein RFID-Lesegerät stark vereinfachen und die sonst aufwendige Entwicklung deutlich beschleunigen.

Blockschaltung eines Front-Ends für ein UHF-RFID-Lesesystem.
Blockschaltung eines Front-Ends für ein UHF-RFID-Lesesystem.
(Bild: Analog Devices)

UHF-Identifizierungssysteme (UHF RFID) sind in Anwendungen wie der Güterverwaltung und im Textileinzelhandel weit verbreitet. Zu den neusten Anwendungen zählen verkäuferlose Supermarktapplikationen und die elektronische Identifizierung von Kraftfahrzeugen. Dieser Artikel beschreibt zwei Implementierungen eines Signalketten-basierten HF-Front-Ends für UHF-RFID-Lesesysteme. Zielanwendung ist die elektronische Identifizierung von Kraftfahrzeugen in China.

Die Lösungen sollen den chinesischen Standards GB/T 29768-2013 „Information Technology – Radio Frequency Identification – Air Interface Protocol at 800/900 MHz“ und GB/T 35786-2017 „General Specifications for Read-Write Equipment of the Electronic Identification of Motor Vehicles“ entsprechen. Obwohl das beschriebene UHF-Front-End anwendungsspezifisch ist, sind sowohl die Analysemethode als auch das Front-End selbst für allgemeine UHF-RFID-Lesesysteme einsetzbar.

Passive RFID-Systeme haben zwei grundlegende Verbindungseinschränkungen: Die Vorwärtsverbindung (Abfrageverbindung) ist normalerweise von der erforderlichen Energie begrenzt, die aus der empfangenen HF-Energie der Abfrage für die Versorgung der Tag-Elektronik gewonnen wird. Umgekehrt ist die Rückwärtsverbindung (Antwortverbindung) eingeschränkt von der Empfindlichkeit des Lesegeräts. Die Formeln für beide Verbindungsbudgets sind in den Gleichungen 1 bis 3 beschrieben:

(Gl. 1)
(Gl. 1)

(Gl. 2)
(Gl. 2)

(Gl. 3)
(Gl. 3)

Darin sind Prip die richtungsunabhängige Empfangsleistung des RFID-Tags; Ptx die Sendeleistung des Lesesystems; Gtx der Antennengewinn der Sendeantenne des Lesesystems; Gtag der Antennengewinn des RFID-Tags, FSPL die Freiraumdämpfung des Übertragungspfades; Prx die empfangene Signalstärke am Lesegerät; Grx der Antennengewinn der Empfangsantenne des Lesegeräts; ηmod die Modulations-Effizienz des RFID-Tags; d der Abstand zwischen Lesegerät und RFID-Tag und λ die Wellenlänge des Signals im freien Raum.

Analyse des Budgets der Systemanbindung

Die Einfügedämpfung des Zuleitungskabels von weniger als 1 dB eingerechnet liegt Ptx real bei rund 29 dBm. Im Feldtest kommt eine Antenne mit einem Gewinn von 10 dBi bis 12 dBi zum Einsatz, die Annahme von Gtx gleich 12 dBi ist damit zulässig. Im Hinblick auf Gtx verwendet das Lesesystem in einer Anwendung zur elektronischen Identifizierung von Motorfahrzeugen üblicherweise die monostatische Konfiguration, wohingegen am Lesesystem für beide Übertragungen nur eine einzige Antenne benutzt wird, sodass Grx = Gtx = 12 dBi. Eine RFID-Tag-Antenne entspricht üblicherweise einem Dipol und kann einen Gtag = 2 dBi erzielen. ηmod repräsentiert die Modulationseffizienz des RFID-Tags, die von der Anpassung der RFID-Tag-Antenne und der Impedanzverschiebung des RFID-Tags abhängt, die während der Modulation auftritt, wobei davon ausgegangen werden kann, dass ηmod = –8 dB. Die Mittenfrequenz liegt bei 922,5 MHz, sodass λ = 0,33 m ist.

Das in Bild 2 gezeigte Verbindungsbudget des Systems basiert auf den hier beschriebenen Formeln und Parametern. Um eine Reichweite von 25 m zu erreichen, wie im Standard definiert, sollte die Empfindlichkeit des RFID-Tags besser als –18,7 dBm und die Empfindlichkeit des Lesesystems besser als –70,4 dBm sein. Im Standard sind die Anforderungen an die RFID-Tag Empfindlichkeit mit –18 dBm definiert, was ziemlich gut mit dem Analyseergebnis übereinstimmt.

Die Empfindlichkeit des Lesegeräts ist jedoch mit –65 dBm definiert, was eine beträchtliche Abweichung vom Analyseergebnis ist. Diese Abweichung kann vom Antennengewinn der RFID-Tag-Antenne herrühren. Bei der elektronischen Identifizierung von Motorfahrzeugen ist es nicht nötig die Antenne des RFID-Tags rundstrahlend (omnidirektional) zu entwerfen. Das Hinzufügen eines Reflektors ergibt einen zusätzlichen Antennengewinn von 3 dB. Und da die Verstärkung der RFID-Tag-Antenne in Gleichung 2 quadratisch ist, resultiert die Analyse der Leser-Empfindlichkeit in einer Zunahme um 6 dB auf –64 dBm. Damit entspricht das Analyseergebnis ziemlich genau der Definition des Standards.

UHF-RFID-Leser senden auch ein Störsignal

In einem UHF-RFID-System sendet der Leser ein kontinuierliches Signal (continous wave, CW), um die passiven RFID-Tags zu versorgen und gleichzeitig das vom RFID-Tag mit gleicher Frequenz zurückgestrahlte Signal zu empfangen. Wegen der Isolationsdämpfung zwischen Sender und Empfänger strahlt das starke CW-Signal zusammen mit dem verbundenen Rauschen in den Empfänger ein. Dieses Lecksignal wird als Eigenstörsignal (SJ, self jammer) bezeichnet und verringert die Empfindlichkeit des Lesers. In einem RFID-Lesesystem zur elektronischen Identifizierung von Motorfahrzeugen wird üblicherweise ein Richtkoppler als Sende-/ Empfangsweiche eingesetzt.

Das SJ-Signal entsteht hauptsächlich wegen der Reflexion der Antenne, der eingeschränkten und begrenzten Richtungsdämpfung eines Richtkopplers und den Reflexionen an den mit dem Koppler-Port verbundenen Schaltungen. Die Eigenstörung lässt sich mit einer SJC-Schaltung (self jammer cancellation) eliminieren, die am Sender und am Empfänger zum Einsatz kommt. Das Eigenstörsignal wird darin auf den Gleichstrom- beziehungsweise -spannungsanteil (direct current, DC) im Basisband konvertiert und anschließend per DC-Blockkondensatoren gefiltert. Die Anforderungen an den Dynamikbereich der nachfolgenden Komponenten sind nicht mehr so streng. Das bedeutet, dass genügend Verstärkung in das Basisband gegeben werden kann, um die Rauschzahl (NF, noise figure) des Empfängers zu reduzieren.

Analyse der HF-Performance des RFID-Lesesystems

Das Artikelbild oben zeigt eine SJC-Schaltung, die in das Blockdiagramm eines HF-Frontends für ein UHF-RFID-Lesesystem integriert ist. Für den Sender sollte das Signal im digitalen Bereich mit einem Tiefpass beschnitten werden, um sowohl die Anforderungen der ACLR im Frequenzbereich als auch die Anforderungen an die HF-Hüllkurve im Zeitbereich zu erfüllen. Im analogen Bereich, beeinflussen sowohl die PA-Linearität als auch das LO-Phasenrauschen die ACLR-Leistung.

Die tiefpassgefilterten TPP- und ASK-Signale haben ein Spitzen-zu-Durchschnitts-Verhältnis (PAR, peak-to-average) von ungefähr 2 dB. Die Durchschnittsleistung des PA-Ausgangs beträgt rund 32 dBm mit einer Marge von 1 dB, sodass ein PA mit einem 1-dB-Kompressionspunkt (P1dB) von über 35 dBm gewählt werden sollte. Bezüglich des LO-Phasenrauschens sollte das integrierte Phasenrauschen zwischen 125 kHz und 375 kHz weniger als –40 dBc betragen, zwischen 375 kHz und 625 kHz weniger als –60 dBc.

Um die Anforderungen bezüglich der zulässigen Störstrahlung außerhalb des benutzten Frequenzbandes zu erfüllen ist ein HF-Filter notwendig, das die harmonischen Frequenzanteile am Ausgang des Senders unterdrückt. Für die Anforderungen beim Betrieb nahe der Arbeitsfrequenz, wie die erforderlichen –52 dBm in der 100-kHz-Messbandbreite bei 915 MHz und 930 MHZ, hat das HF-Filter normalerweise noch keine Dämpfung, so dass die Anforderung an das Grundrauschen für den Modulator bei 0 dBm Ausgangsleistung bei rund –52dBm – 10 × log10 (105 Hz) – 30dB = –132 dBm/Hz liegen. Ebenso sollten die das Phasenrauschen bei 5 MHz Offset weniger als – 132 dBc betragen.

Für den Empfänger ist die Empfindlichkeit im GB/T-Standard mit –65 dBm spezifiziert. Es ist jedoch davon auszugehen, dass das Lesegerät diese Empfindlichkeit von –65 dBm bei allen möglichen Datenraten aufweist und dass die Rückkanalfrequenz (BLF, back link frequency) von 640 kHz der Worst-Case ist. Bei einer im RFID-Leser integrierten SJC liegt die Einfügedämpfung vom Antennen-Port zum SJC-Ausgang bei rund 15 dB, so dass die benötigte Empfindlichkeit am SJC-Ausgangspunkt – 80 dBm ist und man annehmen kann, dass die vom RFID-Tag zurück gesendete Signalleistung ohne DC-Anteil–83 dBm beträgt. Der Signal-Demodulations-Schwellwert der ASK-Modulation liegt bei ungefähr 11 dB und die Signalbandbreite des 640-kHz-BLF-Vorwärtssignals bei 2,56 MHz. So dass die gesamte Rauschzahl NF ≤ – 83 – (–174 + 10 × log10 (2,56 × 106) + 11) = 15,9 dB beträgt.

Diese Rauschzahl enthält den Einfluss des Rauschens der Empfängerschaltung nach SJC (die SJC-Schaltung induziert selbst ebenfalls Eigenrauschen) und das Leckrauschen (leakage noise) des Senders. Angenommen, die Laufzeiten zwischen dem Signalzweig des Vektor-Modulators und dem Pfad der Eigenstörung sind angeglichen, bedeutet dies, dass dann sowohl das CW-Eigenstörsignal als auch das Leck-Rauschen des Senders aufgehoben werden. Das Leck-Rauschen des Senders besteht aus drei unterschiedlichen Anteilen: dem Phasenrauschen, dem Amplitudenrauschen und dem weißen Rauschen. Normalerweise werden das Amplitudenrauschen und das weiße Rauschen auf ein Grundrauschen von –174 dBm/Hz gedämpft.

Das verbleibende Phasenrauschen wird, da Sender und Empfänger denselben LO benutzen, während der Abwärtskonvertierung wegen der Effekte der Bereichskorrelation8 auf DC gewandelt. In diesem Fall ist das Rauschen im Vektor- Modulator-Pfad das einzige zusätzlich induzierte Rauschen. Angenommen, das Grundrauschen des Vektor-Modulator-Pfads liegt bei –162 dBm/Hz, so dass am Ausgang der SJC-Schaltung also die effektive NF bei –174 – (–162) = –12 dB liegt, dann beträgt die NF für die Empfängerschaltung nach SJC 10 × log10 (101,59 – 101,2) = 13,6 dB.

Lösung 1: Design auf Basis der ICs ADF9010 und AD9963

Bild 4 zeigt das Blockdiagramm eines Front-Ends für ein UHF-RFID- Lesegerät auf Basis der Bausteine ADF9010 und AD9963 von Analog Devices. Der ADF9010 enthält einen HF-Sendemodulator, einen lokalen Oszillator und das analoge Empfänger-Basisband-Frontend, das im Frequenzbereich von 840 MHz bis 960 MHz arbeitet. Der AD9963 ist ein verlustleistungsarmer 12-Bit-MxFE-Wandler, der zwei A/D-Wandler-Kanäle mit Abtastraten von 100 MS/s und zwei D/A-Wandler-Kanäle mit Abtastraten bis zu 170 MS/s enthält. Die NF der Empfänger-Verstärkungseinstellung von 24 dB des ADL5523, kaskadiert mit den Bausteinen ADL5382 und ADF9010, ist besser als 3 dB. Für das Front-End wurden sowohl eine SJC-Baugruppe, einschließlich des adaptiven SJC-Algorithmus, als auch eine kombinierte ADF9010/AD9963- Baugruppe aufgebaut. Letztere enthält den Demodulator ADL5382.

Beide Baugruppen sind kaskadiert, um die HF-Leistung des Systems beim Senden und Empfangen zu testen. Für den Sendetest wird ein TPP-codiertes DSB-ASK Signal mit 50% Modulationsgrad und einer Ankunftszeit Tari von 12,5 µs für den RFID-Down-Link mit Python erzeugt und in das FPGA-Board geladen. Das Nachbarkanal-Unterdrückungsverhältnis (Adjacent Channel Leakake Rejection, ACLR) im Spektralbereich und die HF-Hüllkurve im Zeitbereich werden am Antennen-Port mit einer PA-Ausgangsleistung von 32 dBm getestet. Beim Ergebnis des ACLR-Tests liegt der Nachbarkanal bei etwa –42 dBc mit einer Marge von 2 dB und der alternierende Kanal bei –64 dBc mit einer Marge von 4 dB. Für die HF-Hüllkurve liegt die Welligkeit unter 1%, was ausreichend Marge verglichen mit der 5% -Begrenzung des Standards ergibt. Die Anstiegs- und Abfallzeit liegen im Bereich von 1 µs und 8,25 µs.

Für den Empfängertest wird ein RFID-Tag-Simulator mit dem SPDT-HF-Schalter HMC545A von Analog Devices aufgebaut, der von einem Mikrocontroller gesteuert wird. Das Kontrollmuster ist eine FM0-kodierte Datenliste für einen RFID-Uplink. Mit Matlab wurde ein ASK-Dekodierungs-Programm erstellt. Durch Nutzen dieses Programms zum Dekodieren des IQ und dem Vergleich mit den Originaldaten in der Datenliste, können sowohl BER (bit error rate) als auch die Empfängerempfindlichkeit berechnet werden. Das Programm kann ein RFID-Uplink-Signal mit 320 kHz BLF erfolgreich dekodieren.

Lösung 2: Aufbau des Front-Ends mit dem AD9361

Der AD9361 ist ein konfigurierbarer, integrierter Hochfrequenzsender. Der Baustein enthält sämtliche für Sendefunktionen nötigen HF-, Mixed-Signal- und digitalen Funktionsblöcke. Er kann die in Lösung 1 verwendeten Bausteine ADF9010, AD9963 und ADL5382 ersetzen. Sender und Empfänger sollten dieselbe LO verwenden, um die Vorteile der Korrelation nutzen zu können. Hier kommt der Sendeüberwachungspfad anstatt des normalen Empfänger-Pfads im AD9361 zum Einsatz.

Der Sendeüberwachungspfad des AD9361 überbrückt den internen LNA, sodass ein externer LNA hinzugefügt wird. Der ADL5523 ist ein Hochleistungs-GaAs-pHEMT-LNA mit 0,8 dB NF und 21,5 dB Verstärkung. Das Basisband des AD9361 wird gleichspannungsgekoppelt eingespeist. Deshalb ist es erforderlich, dass die SJC-Schaltung das Eigenstörsignal auf einen ausreichend geringen Pegel reduziert – z.B. weniger als –35 dBm – sodass die Analogschaltung nicht in Sättigung geht. Dies erlaubt es, das konvertierte Eigenstörsignal später im digitalen Bereich zu entfernen.

Die Verstärkung des Sendeüberwachungs-Pfads des AD9361 setzt sich aus zwei Teilen zusammen: Front-End-Verstärkung (Verstärkung des Senderüberwachungspfades) und Verstärkung des Empfangs-Tiefpassfilters (GBBF). Der Sendeüberwachungsgewinn sollte auf 0 dB oder 9,5 dB eingestellt werden und GBBF kann in 1-dB-Schritten zwischen 0 dB und 24 dB eingestellt werden. Mit dieser flexiblen Verstärkungskonfiguration können die AGC-Funktionen des Empfängers einfach implementiert werden. Für diese UHF-Lese-Applikation wurde eine Einstellung des Sendeüberwachungsgewinns auf 3 dB und eine GBBF-Einstellung von 6 dB gewählt. Bei einer Verstärkungseinstellung von 3 dB des AD9361, liegt die kaskadierte NF des AD5523 und des Sendeüberwachungs-Ports des AD9361 dann bei ungefähr 12,6 dB. Diese Konfiguration hat eine Marge von 1 dB verglichen mit dem Ergebnis der Analyse mit 13,6 dB, während die Leistung im digitalen Bereich bei –7 dBfs und der verbleibende Störanteil bei –35 dBm liegen.

Auch hier wurde die SJC-Baugruppe mit dem AD9361 kaskadiert, um die HF-Leistung von Sender und Empfänger auf Systemebene zu prüfen. In der Bilderstrecke ist das Ergebnis des ACLR-Tests zu sehen. Der Nachbarkanal liegt bei rund –42 dBc (Marge: 2 dB). Der übernächste Kanal liegt bei –61 dBc (Marge: 1 dB). Die Welligkeit der HF-Hüllkurve beträgt weniger als 1%. Die Anstiegs- und Abfallzeiten liegen wie beim ersten Aufbau zwischen 1 µs und 8,25 µs. Für den Empfängertest wurde eine FM0-kodierte Datenliste für den RFID-Uplink erstellt, in den Signalgenerator SMW200A geladen und so konfiguriert, dass der SMW200A ein DSB-ASK-Signal mit dieser Datenliste sendet.

Die vom AD9361 empfangenen IQ-Daten wurden im FPGA-Board gespeichert und mit einem FTP-Tool an einen PC übertragen. Mit einem in Matlab erstellten ASK-Dekodier-Programm werden die dekodierten Daten mit den Originaldaten in der Datenliste verglichen. Dies ermöglicht das Berechnen von BER und Empfängerempfindlichkeit. Ein Test zeigt: Auch das RFID-Uplink-Signal mit 640 kHz BLF wird erfolgreich dekodiert.

Der Beitrag ist ursprünglich auf unserem Partnerportal Elektronikpraxis erschienen.

* * Van Yang ... ist System-Applications-Engineer-Manager bei ADI in Shanghai

* * Eagle Zhang ... ist Field-Applications-Manager bei ADI in Shenzhen

* * Aaron He ... ist System-Applications-Engineer bei ADI in Shanghai.

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